因為NMOS耗盡管的閾值電壓為負值，并且具有負溫度系數(shù)，因此由式(1)可知，耗盡管電流隨溫度上升而變大。同時將該輸出接到基準電源第二級電路中M2管的柵極，減弱了該點隨電源電壓的變化，從而有效地進步了基準輸出真?zhèn)€電源按捺特性。
(1)溫度系數(shù)。該電流就是通過增強管M6的電流。
。為了獲得較好的電源按捺特性，可以將圖1的基準單元進行級聯(lián)排列，如圖2所示。
(1)可以產(chǎn)生較低基準電壓。
在此分析先容了一種低功耗基準電壓源電路的設計方案，該電路的最大功耗小于1μW，溫度系數(shù)為21ppm／℃；同時因為電路結果較簡樸，易于集成，已經(jīng)用于電池充電保護芯片。
(2)基準電壓的電源按捺比。從可以看到基準電壓從-40℃的0．96332V變化到30℃時的0．96235V，因此該基準的溫度系數(shù)為(ppm／℃)：
該電路采用CSMC公司0．6／μm的工藝，仿真使用49級模型，得到以下結果：
M1，M2，M4為耗盡管，M5，M6為增強管。
M4管柵源極相連充當恒流源，因為該管長度設置得較大，因而對應的等效電阻很大，流過的靜態(tài)電流很小，一般只有幾百納安。仿真是在輸入電壓4．0V，溫度為-40～+100℃的前提下進行的。對于增強型MOS管，閾值電壓隨溫度的升高而下降；對于耗盡型MOS管，閾值電壓為負，其閾值電壓的溫度系數(shù)與增強型相反。利用增強型MOS管閾值電壓的負溫度系數(shù)和耗盡管閾值電壓的正溫度系數(shù)產(chǎn)生一個精度很高的基準電壓。與一般的1．2V基準電壓比擬，電路結構可以產(chǎn)生更低的基準電壓。其中，M1和M5為第一級電路，M2，M4，M6為二級電路，一級與二級電路間的聯(lián)系關系不大。通過設計M1和M5管的寬長比可以獲得一個比基準更小的偏置電壓。
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改進電路結構及原理
(3)無需額外的啟動電路。而M4管的柵極電壓始終為0，并且M6管屬于二極管連接，因此系統(tǒng)上電后，必定有從電源到地的直暢通流暢路，所以不需要額外的啟動電路匡助系統(tǒng)掙脫靜態(tài)電流為0的簡并狀態(tài)。基準電壓的線性調整率特性曲線。
圖1所示基準電壓源具有靜態(tài)電流小，無需額外啟動電路等長處，但其電源按捺比特性不是很好。其中，M4為耗盡管，M6為增強管。
這種結構的基準電壓源具有以下長處：
因為增強管M6的閾值電壓具有負溫度系數(shù)，而通過該管的電流具有正溫度系數(shù)，因此通過公道設置M4，M6的寬長比就能在室溫下獲得比較恒定的基準電壓。在MOS管測試耗盡型晶體管為常通型晶體管，只有當柵極所加電壓超過其閾值電壓時，mOS管子才會關斷。在25℃時，基準電壓從輸入電壓2．5V對應的1．027
952 V變化到輸入電壓5．5 V對應的1．027 982
V，其線性調整率為：
從可以看到，假如沒有增加M2，低頻時的PSRR只有-90dB，高頻時則大約為-75dB，電源按捺比的特性不是很好；假如增加了M2管，低頻時的PSRR為-120dB，高頻時也能控制在-90
dB內，電源按捺比得到了極大的進步。可以看到，基準電壓的線性調整率隨溫度的上升而減小。從圖1中可以看出，M4柵源極相連后，流過該管的電流為：
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基準電壓源的結構與工作原理
一般基于自偏置的基準電路，因為MOS管工作在飽和區(qū)，其工作電流一般在微安級，固然可以合用于大部門消費類電子芯片的應用，但對于一些特殊應用，如充電電池保護芯片，則無法達到其設計要求。
(3)基準電壓的線性調整率。基準電壓的電源按捺好比所示。
(2)電路具有極小的靜態(tài)電流。為了減小電路的靜態(tài)電流，這里的基準與偏置電路采用增強管與耗盡管相結合的方式。于是降低基準電路的電流則成為芯片低功耗設計的樞紐。特別是當所選擇工藝的NMOS管閾值較小，并且耗盡管的寬長比較小時，基準電壓只有零點幾伏，在低壓供電的電源驅動芯片中，具有較大的上風。
為基準電壓源的等效結構圖。
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